Richi´s Lab

APEX PA03

APEX entwickelt Operationsverstärker für hohe Spannungen und hohe Ströme. Der PA03 zählt zur Kategorie der Hochstrom-Operationsverstärker. Innerhalb dieser Produktpalette existieren nur noch zwei größere Modelle, der PA50 und der PA52 (40A). Der PA240 und der PA88 sind Bausteine aus der Kategorie Hochspannungs-Operationsverstärker.

Der PA03 erlaubt Spannungen bis +/-75V, Strömen bis +/-30A und kann bis zu 500W Verlustleistung umsetzen. Die zulässige Verlustleistung sinkt allerdings bereits ab einer Gehäusetemperatur von ungefähr 30°C bis auf 300W bei der maximalen Gehäusetemperatur von 85°C.
Parallel zur hohen Leistungsfähigkeit ermöglicht der PA03 eine verhältnismäßig schnelle und genaue Regelung. Den Eingangsstrom gibt das Datenblatt mit 10pA an. Die Offsetspannung beträgt maximal +/-2mV, in der besseren Sortierung PA03A liegt der Maximalwert bei +/-0,5mV. Dazu kommt ein Temperaturdrift von 10µV/°C. Die Grenzfrequenz beträgt 1MHz. Das Datenblatt führt eine "power bandwith" von 30kHz im Arbeitspunkt 88Vpp / 15A. Der PA03 ermöglicht ab einem Verstärkungsfaktor von 10 typische Spannungsanstiegszeiten von 8V/µs. Als Spannungsfolger muss die Geschwindigkeit über einen externen Kompensationskondensator auf höchstens 1,8V/µs reduziert werden. Abhängig von Temperatur und Stromfluss beträgt der Spannungsabfall an Highside und Lowside typischerweise jeweils 3,5V bis 6,2V.

Der Aufdruck weist darauf hin, dass der Baustein Berylliumoxid enthält. Auf dem Deckel markiert eine aufgedruckte 1 den Pin 1. Zusätzlich ist die Zahl 1 in die Grundplatte eingestanzt.

Das ausladende Gehäuse bietet einen niedrigen Wärmewiderstand von 0,25°C/W. Verteilt sich die Verlustleistung mit einer Frequenz von mindestens 60Hz auf Highside- und Lowside-Endstufe, so kann man von 0,22°C/W ausgehen. Obwohl die Bodenplatte sehr massiv erscheint, weist das Datenblatt darauf hin, dass sie verhältnismäßig weich ist und daher sogar beim Einstecken in einen Sockel sehr vorsichtig vorgegangen werden muss.

Die Pins sind mit einem Durchmesser von 1,5mm relativ dick. Der Isolationsabstand zwischen Pins und Gehäuse erscheint für eine maximal zulässige Spannung von 150V weit weniger großzügig.

Das Datenblatt enthält einen recht detaillierten Schaltplan. Am Eingang des PA03 befindet sich ein klassischer Differenzverstärker (dunkelrot). Die JFET-Transistoren Q20A und Q20B garantieren einen hohen Eingangswiderstand. Im Sourcezweig sorgt eine mit dem Transistor Q31 aufgebaute Stromsenke für eine hohe Gleichtaktunterdrückung. Die Transistoren Q17/Q18 (grau) bilden mit den Eingangstransistoren eine Kaskodenschaltung und tragen darin einen Großteil der Versorgungsspannung. Das ermöglicht am Eingang den Einsatz von weniger spannungsfesten Transistoren, die üblicherweise bessere Hochfrequenzeigenschaften aufweisen. Der Transistor Q5 stellt den Arbeitspunkt der Transistoren Q17/Q18 ein.
Im Kollektorpfad des Differenzverstärkers befindet sich mit den Transistoren Q2/Q3 ein Stromspiegel (lila). Der Stromspiegel verbessert die Gleichtaktunterdrückung und wirkt sich positiv auf die Stromlieferfähigkeit des Differenzverstärkers aus. Letzteres erhöht lokal die maximal mögliche Signalanstiegszeit. Die Versorgung des Stromspiegels erfolgt über zwei Pins von außerhalb des Gehäuses, so dass dort mit Hilfe eines Potentiometers der Offset abgeglichen werden kann.

Die Referenz für die Einstellung der verschiedenen Arbeitspunkte generiert ähnlich wie beim PA88 ein Zweig mit zwei Z-Dioden und einer Stromquelle (türkis). Das obere Referenzpotential versorgt die Kaskode im Eingangsverstärker und dient als Hilfspotential für die Spannungsverstärkerstufe und die Schutzschaltung der Highside-Endstufe. Das untere Referenzpotential steuert die Stromsenke des Eingangsverstärkers und dient als Hilfspotential für die Schutzschaltung der Lowside-Endstufe.

Die Spannungsverstärkerstufe des PA03 ist rosa markiert. Die Transistoren Q6 und Q12 bilden eine Art Darlington-Verschaltung. Diese Verschaltung reduziert die Belastung des Eingangsverstärkers, was wiederum die maximal mögliche Signalanstiegszeit erhöht und Nichtlinearitäten reduziert. In diesem Zusammenhang ist zusätzlich von Vorteil, dass der Kollektor des Transistors Q6 nur an das konstante, obere Referenzpotential und nicht an das stark schwankende Ausgangspotential der Spannungsverstärkerstufe angebunden ist. Zwischen Basis und Kollektor befindet sich eine spannungsabhängige Kapazität, die eine nichtlineare, Rückkopplung bewirkt. Die Vorschaltung des Transistors Q6 reduziert diesen Effekt.
Die noch wirksame parasitäre Kapazität zwischen Eingang und Ausgang der Spannungsverstärkerstufe wird wie üblich mit einem zusätzlichen, dominanten Kondensator überbrückt, so dass unabhängig vom Nutzsignal die wirksame Gesamtkapazität relativ konstant bleibt. Dieser Kondensator definiert als Kompensationskondensator gleichzeitig die Grenzfrequenz des Verstärkers. Über die Pins 9 und 10 kann die Kapazität mit weiteren externen Kondensatoren erhöht und somit die Bandbreite reduziert werden. Das ist zum Beispiel notwendig, wenn man einen Verstärkungsfaktor unter 10 einstellt. Die in diesem Fall starke Rückkopplung könnte laut Datenblatt ansonsten zu Schwingungen führen.
Der Transistor Q29 stellt die Stromsenke dar, auf der die Spannungsverstärkerstufe basiert. Interessant ist, dass diese Stromsenke nicht direkt von der unteren Referenzspannung gesteuert wird. Die Basis des Transistors Q29 ist an den Emitter des Transistors Q31 angebunden. Erhöht sich die Temperatur der Schaltung, so reduziert sich dessen Basis-Emitter-Spannung. Diese Temperaturabhängigkeit wird höchstwahrscheinlich genutzt, um einen anderen Temperaturdrift zu kompensieren. Denkbar ist, dass ein positiver Temperaturkoeffizient der Z-Dioden-Spannung darüber ausgeglichen wird.

Der Transistor Q19 stellt mit den beiden umgebenden Widerständen den Ruhestrom der Endstufe ein (orange). Die Schaltung erzeugt zwischen dem Highside- und dem Lowsidetreiber der Endstufe eine Spannung, die für eine konstanten Stromfluss sorgt. Das führt dazu, dass beide Treiber niemals ganz abschalten, was Übergabeverzerrungen zwischen Highside und Lowside reduziert.

Die Highside-Endstufe (rot) besteht aus dem NPN-Treibertransistor Q16 und dem PNP-Leistungstransistor Q9. In der Lowside-Endstufe (blau) steuert der PNP-Treibertransistor Q24 den NPN-Leistungstransistor Q26. Diese Sziklay-Transistorpaare weisen im Gegensatz zu einer Darlington-Verschaltung einen geringeren Spannungsabfall über die wirksame Basis-Emitter-Strecke auf, was wiederum den Aussteuerungsbereich vergrößert.
Die Dioden D2/D3 stellen einen Freilaufpfad dar und schützen so die Endstufe vor Rückspeisungen.

Der PA03 besitzt einen Überstromschutz (gelb). Dazu befindet sich in der Highside- und in der Lowside-Endstufe jeweils ein Shunt. Der Spannungsabfall an diesen Shunts wird zu den Transistoren Q1 und Q34 geführt, die dann ab einem gewissen Strom die Aussteuerung der Endstufen reduzieren. Solche Strombegrenzungsschaltungen leiten üblicherweise einen Teil des Steuerstroms der Endstufen ab. Beim PA03 greift die Strombegrenzungsschaltung allerdings in die Spannungsverstärkerstufe ein. Der Transistor Q1 reduziert die Aussteuerung des Spannungsverstärkungstransistors Q6. Der Transistor Q34 reduziert die Aussteuerung der Stromsenke Q29, auf der die Spannungsverstärkerstufe basiert.
Die grünen Schaltungsblöcke realisieren je einen Übertemperaturschutz, genauer einen Überlastschutz für die Highside- und die Lowside-Endstufe. Die Transistoren Q4 und Q32 stellen die Temperaturfühler dar, die über die Transistoren Q7 und Q30 in die Strombegrenzungspfade eingreifen. Die Schaltung sorgt dafür, dass sich der Wert der Strombegrenzung von fast 45A bei -50°C bis auf knapp über 20A bei 125°C reduziert.
Über den dunkelgrünen Schaltungsteil kann man von außen in die Schutzschaltung eingreifen und so den Verstärker mit geringem Aufwand deaktivieren.

Der PA03 ist dreiteilig aufgebaut. Der linke Keramikträger beinhaltet den Steuerungsteil des Operationsverstärkers. Rechts von der Steuerung befinden sich zwei Keramikträger, die die Highside- und die Lowside-Endstufe enthalten. Es wurden Bonddrähte mit den unterschiedlichsten Durchmessern verwendet.

Die Keramikträger sind unterschiedlich im Gehäuse fixiert. Nachdem die Endstufen eingelötet wurden, hat man den Steuerungsteil eingeklebt. Die Lotverbindung sichert eine optimale Entwärmung der Endstufen. Warum der Steuerungsteil nicht mit dem selben Prozess fixiert wurde bleibt unklar. Vielleicht wollte man der Steuerung die höhere thermische Belastung eines Lötvorgangs nicht zumuten.

Auch der Hintergrund der geriffelten Randstruktur erschließt sich nicht mit letzter Sicherheit. Wahrscheinlich handelt es sich um Spuren, die bei der Vereinzelung der Keramikträger entstanden sind.

Die Steuerungselektronik besteht aus einigen Transistoren, Kondensatoren und Widerständen.

Es kamen anscheinend drei unterschiedliche Widerstandstypen zum Einsatz. Ein Widerstandsmaterial besitzt eine glänzende Oberfläche, das andere ist vergleichsweise rau. Das raue Material konnte der optischen Erscheinung nach zusätzlich in zwei Schichtdicken aufgetragen werden.

In der oberen rechten Ecke und in der unteren linken Ecke sind jeweils vier Punkte zu erkennen, die es ermöglichen die Ausrichtung der verschiedenen Beschichtungsmasken zu prüfen. Dort sind neben einem blauen Punkt für die blaue Isolationsschicht drei schwarze Punkte abgebildet, die zu den drei Widerstandstypen passen.

Innerhalb des Steuerungsteils wurden drei Widerstände abgeglichen. Höchstwahrscheinlich handelte es sich um einen Abgleich mit einem Laser. Es ist gut zu erkennen wie stark sich die Umgebung während des Schneidens der Widerstandsfläche erwärmt hat.

Durch eine 90°-Drehung der Schneidrichtung wurde der Abgleichprozess noch präzisiert. Der vertikale Schnitt hat einen verhältnismäßig großen Einfluss auf den Widerstandswert, während der horizontale Schnitt den Widerstand nur noch minimal ändert.

Auf dem Keramikträger der Steuerung teilen sich zwei direkt benachbarte Kondensatoren ein verhältnismäßig kleines Kontaktpad. Die nur minimale Lot-Benetzung der Kontaktflächen erscheint nicht optimal. Sie erhöht unnötig die elektrische Impedanz und verschlechtert die mechanische Stabilität.

Auf manchen Halbleitern sind abgerissene Bonddrähte zu erkennen, was auf Probleme beim Bondprozess hinweist.

Die Keramikträger der Highside- und der Lowside-Endstufe sind bis auf kleine Unterschiede symmetrisch aufgebaut.

Wie beim Keramikträger der Ansteuerung sind auch auf beiden Endstufen jeweils zweimal die dort verwendeten Beschichtungsmasken dargestellt. Der optischen Erscheinung nach kamen zwei Widerstandstypen zum Einsatz. Mit einer weiteren Maske wurde festgelegt welche Leiterbahnabschnitte zu verzinnen sind.

Innerhalb der Lowside-Endstufe finden sich einige interessante Punkte, die gespiegelt genauso für die Highside-Endstufe gelten. Der Endstufentransistor Q26 ist real als Darlington-Transistor mit vier einzelnen Dies aufgebaut. Q26a, Q26b und Q26c bilden parallelgeschaltet den Lastpfad, während Q26x deren nicht unerheblichen Basisstrom bereitstellt. In Kombination mit dem vorgelagerten Treiber Q24 ergibt sich so quasi eine Sziklai-Darlington-Verschaltung, die durch die Kaskadierung von drei Stufen eine enorme Stromverstärkung aufweisen dürfte.

Den maximalen Ausgangsstrom von 30A könnte man wahrscheinlich auch mit nur einem der großen Dies leiten, die hohe zulässige Verlustleistung von 500W muss allerdings auf eine ausreichende Fläche verteilt werden. Nachteilig wirkt sich hierbei das zur Isolation notwendige Keramiksubstrat aus. Für ein elektrisch isolierendes Material leitet Keramik Wärme zwar sehr gut, ein Metall-Heatspreader ermöglicht aber eine bedeutend bessere Entwärmung. Deutlich wird das bei einem Vergleich mit dem Leistungstransistor BUX22. Der BUX22 bietet mit zwei etwas kleineren Dies und einer direkten Anbindung an einen Metall-Heatspreader einen Wärmeleitwiderstand von 0,5K/W und ermöglicht damit eine Verlustleistung von 350W. Der PA03 benötigt dagegen sechs etwas größere Dies, um auf die im Datenblatt angegebenen 0,22K/W zu kommen. Dass trotz der Halbierung des Wärmeleitwiderstands im Vergleich zum BUX22 beim PA03 keine 700W Verlustleistung möglich sind, liegt an der reduzierten maximalen Junction-Temperatur von 150°C gegenüber den 200°C des BUX22.
Es ist deutlich zu erkennen, dass man versucht hat die Leitungslängen und damit die Widerstände zwischen den Emittern der Leistungstransistoren und der Versorgung -V möglichst gleich zu halten. Diese Maßnahme reduziert die Gefahr, dass ein Transistor mehr Strom leitet und damit stärker belastet wird als die anderen. Der Leiterzug zwischen dem Transistor Q26a und der Versorgung -V dient zusätzlich als Shunt für die Strombegrenzung.

Vom Emitter des Darlington-Treibertransistors Q26x führt der Widerstand R1 zum Ausgang. Wie beim Powermodul KD324510 beschrieben, stellt der Widerstand einen Pfad dar, über den die freien Ladungsträger in den Basis-Emiter-Strecken der Endstufentransistoren schneller abfließen können. Außerdem garantieren solche Widerstände oftmals einen Minimalstrom, der sicherstellt, dass sich der Darlington-Treibertransistor Q26x immer in einem stabilen Arbeitsbereich befindet. Hier ist diese Funktion allerdings irrelevant, da die Ruhestromeinstellung sowieso immer für eine gewisse Aussteuerung sorgt.
Zwischen Basis und Emitter des Darlington-Treibertransistors Q26x befindet sich ein Kondensator, der vermutlich notwendig war, um Schwingungsneigungen zu unterdrücken. Zusätzlich führt die Serienschaltung der Diode D24 und des Widerstands R2 von der Basis des Transistors Q26x zum Isense-Potential. Über diesen Pfad können die freien Ladungsträger der Basis-Emitter-Strecke des relativ großen Darlington-Treibertransistors abfließen. Die Diode sorgt dafür, dass der Pfad wirklich nur zur Reduktion der Aussteuerung aktiv wird. Die Anbindung an die Emitter der Darlington-Leistungstransistoren überrascht. Es ist gut denkbar, dass dieses Potential schlicht auf Grund der lokalen Verfügbarkeit gewählt wurde. Wahrscheinlich verbessert die Verschaltung zusätzlich das Abschaltverhalten der Leistungstransistoren. Bei der Diode D24 handelt es sich um einen entsprechend verschalteten Transistor.
Am PNP-Treibertransistor Q24 ist ebenfalls ein Widerstand zwischen Basis und Emitter platziert.

Auf dem Transistor Q26b befindet sich der Transistor Q32, der als Temperatursensor für den Übertemperaturschutz dient. Eine bessere thermische Anbindung könnte man nur noch mit einer Integration auf einem Die realisieren. Will man einen schnellen Übertemperaturschutz realisieren, so muss die thermische Anbindung zwingend derart gut ausgeführt sein. Bis sich eine Temperaturerhöhung zu einem benachbarten Die erstreckt, kann das zu überwachende Die bereits Schaden genommen haben. Wichtig ist in diesem Zusammenhang, dass sich die Last möglichst gleichmäßig auf die drei Endstufentransistoren verteilt.

Das Datenblatt gibt für die Übertemperaturschutzschaltung eine sehr schnelle Reaktionszeit von 10ms an. Das hat den großen Vorteil, dass der Lawinendurchbruch der Ausgangstransistoren (second breakdown) den PA03 nicht zerstören kann. Laut dem im Datenblatt abgedruckten SOA-Diagramm können die Endstufen unabhängig vom genauen Arbeitspunkt immer mit der maximal zulässigen Verlustleistung belastet werden, solang diese Last nicht länger als 10ms anliegt. Erst wenn die Endstufen länger belastet werden, macht sich bei höheren Spannungen der Lawinendurchbruch bemerkbar. In diesem Zeitbereich ist die Übertemperaturschutzschaltung allerdings bereits schnell genug, dass laut Datenblatt der Lawinendurchbruch den Transistor nicht beschädigt.

Die Freilaufdiode ist relativ klein ausgeführt. Das Datenblatt gibt keine Stromtragfähigkeit für den Freilaufpfad an. Es kann durchaus sein, dass die Diode die vollen 30A tragen kann. Im Vergleich zu den Endstufentransistoren fällt an der Diode zwar relativ wenig Verlustleistung an, dennoch muss bei 30A eine Leistung im kleinen zweistelligen Wattbereich abgeführt werden. Dauerhaft dürfte das bei der kleinen Fläche zu Problemen führen. Üblicherweise wird eine Freilaufdiode aber nicht dauerhaft belastet.

Die Ruhestromeinstellung wurde in Form der Transistoren Q19a und Q19b auf die beiden Endstufen-Keramikträger verteilt. Neben der Spannung, die sich über diese Schaltung einstellt, beeinflusst die stark temperaturabhängige Basis-Emitter-Spannung der Endstufentransistoren den tatsächlichen Ruhestrom. In der hier vorliegenden Sziklai-Verschaltung ist allerdings nur die Basis-Emitter-Strecke der Treibertransistoren Q16/Q24 relevant. Die Nähe der Transistoren Q19a/b zu den Treibertransistoren Q16/Q24 sorgt für ein einigermaßen gleiches Temperaturniveau, was einen Großteil des Temperaturdrifts kompensiert.
Auf der Lowside-Endstufe wurde der Widerstand rechts neben dem Transistor Q19a abgeglichen und so der Ruhestrom des Moduls optimal eingestellt.
Auf dem Keramikträger der Ansteuerung befindet sich ein Kondensator, der die Spannung zwischen Highside- und Lowsidetreiber stabilisiert.

Die Leistungstransistoren besitzen eine recht klassischen Aufbau und eine MESA-Struktur um den Umfang.

Der als Temperaturfühler eingesetzte Transistor besitzt auf der Oberseite neben dem Basis- und dem Emitterkontakt auch einen Kollektorkontakt. Das ist notwendig, da der Kollektor nicht von unten kontaktiert werden kann. Dort isoliert die Passivierungsschicht des Leistungstransistors die beiden Schaltungsteile.

Im Detail sind im Leistungstransistor deutlich zwei Grenzflächen zu erkennen. Erwarten würde man nur den einen pn-Übergang zwischen Basis und Emitter. Es hat sich allerdings schon bei anderen Leistungstransistoren, wie zum Beispiel dem 3DD15D und dem BUX22 gezeigt, dass an dieser Stelle auch mehrere optische Grenzflächen vorhanden sind können.

Um die Basisfläche des Treibertransistors wurde ein relativ großer Abstand eingehalten, der vermutlich notwendig war, um eine ausreichende Spannungsfestigkeit darstellen zu können.

Die Ansteuerung der Endstufen enthält einige interessante Strukturen und auch Elemente, die nicht im Schaltplan zu finden sind.

Die meisten größeren Transistoren des Steuerungsteils weisen die selbe Struktur auf, die aber eine andere ist als die Struktur der Treibertransistoren.

Die Widerstände im Stromspiegel des Eingangsverstärkers nehmen in der unteren linken Ecke des Keramikträgers relativ viel Fläche ein. Die Widerstände an den BAL-Pins bestehen jeweils aus einem kleinen, verhältnismäßig hochohmigen Widerstand und einem größeren, verhältnismäßig niederohmigen Widerstand, der abgeglichen wurde. Eine derartige Aufteilung auf zwei Widerstände ermöglicht einen relativ genauen Abgleich der beiden Zweige und somit der initialen Offsetspannung.

An den Transistoren des Stromspiegels fällt nur wenig Spannung ab, so dass sie relativ klein ausgeführt werden konnten. Das Design erinnert an den 2N2857 von Central Semiconductor.

Damit die Zweige des Differenzverstärkers möglichst symmetrisch arbeiten, wurden zusätzlich zu den Stromspiegel-Widerständen auch die Source-Widerstände der Eingangstransistoren abgeglichen (die zwei länglichen Widerstände an der unteren Kante). Während sich der Abgleich im Stromspiegel auf die Offsetspannung am Ausgang auswirkt, beeinflusst der Abgleich der Source-Widerstände den Eingangsoffset, der noch mit dem Verstärkungsfaktor multipliziert wird.
Der doppelte Abgleich garantiert eine hohe Symmetrie in den Differenzverstärkerzweigen. Die Justage der oberen Widerstände würde grundsätzlich ausreichen, um den Offset des Differenzverstärkers abzugleichen. Größere Korrekturen könnten allerdings zu stark unterschiedlichen Strömen in den Differenzverstärkerzweigen führen, was wiederum die positiven Eigenschaften eines Differenzverstärkers zum Teil aushebeln würde. Aus diesem Grund musste zusätzlich die Unsymmetrie unterhalb der Eingangstransistoren abgeglichen werden.

Unter dem Transistor Q5 befindet sich ein im Schaltplan nicht abgebildeter Kondensator, der das Hilfspotential für die Kaskodentransistoren im Differenzverstärker stabilisiert.

Die zwei J-FET-Transistoren in der Differenzverstärkerstufe sind auf einem Die integriert. Das garantiert, dass die Strukturen gleichzeitig und in direkter Nähe zueinander gefertigt wurden, was für sehr ähnliche Eigenschaften sorgt. Die Integration eines Doppeltransistors sorgt außerdem für eine verhältnismäßig gleichmäßige Temperaturentwicklung und damit für sehr ähnliche Drifteffekte.

Wie bereits beschrieben, konnten die Eingangstransistoren durch die Kaskodenschaltung relativ klein ausgeführt werden.

Die Referenzspannungserzeugung scheint auf den ersten Blick etwas einfacher ausgeführt zu sein als beim PA88.

Die Referenzspannungen für die Schaltungsteile um Q31, Q7, Q5 und Q12S werden direkt bei den zwei Z-Dioden abgegriffen.

Die Schaltungsblöcke um Q30 und um Q7 stellen den Übertemperaturschutz der beiden Endstufen dar und werden über die Transistoren Q2 und Q1 mit einem Referenzpotential versorgt. Da die Ströme durch die beiden Schaltungsblöcke relativ konstant sind, können sie innerhalb der Referenzspannungserzeugung direkt als Arbeitsströme für die Z-Dioden verwendet werden.

Die Z-Dioden weisen keine spezielle Struktur auf.

Auf diesem Die befindet sich ein einzelnes Stück Bonddraht, was zeigt, dass auch hier der erste Bondvorgang nicht erfolgreich war.

Die Spannungsverstärkungsstufe ist etwas anders aufgebaut als im Datenblatt dargestellt. Der Transistor Q12 arbeitet nicht direkt mit dem oberen Referenzpotential. Stattdessen puffert zuerst der Transistor Q12s das obere Referenzpotential. Das ist sinnvoll, da es ansonsten passieren könnte, dass das Nutzsignal das Referenzpotential beeinflusst.
Die Versorgung des Transistors Q12s erfolgt nicht aus dem negativen Versorgungspotential, sondern über das Emitterpotential des Transistors Q29, der die Stromsenke des Spannungsverstärkers darstellt. Anscheinend handelt es sich dabei um eine gewisse Vorsteuerung.

Der Kondensator CC führt von der Basis des Transistors Q12 zum oberen Referenzpotential. Über diesen Pfad werden hohe Frequenzen abgeleitet, was vermutlich Schwingungsneigungen unterdrückt.

Der Kondensator C1 befindet sich zwischen Basis und Emitter des Transistors Q1. Die Kapazität sorgt für eine gewisse Entprellung der Überstrom- und Übertemperaturschutzschaltung.

Die Abschalttransistoren der Schutzschaltungen (Q1/Q34) sind wieder etwas anders aufgebaut als die anderen Transistoren.

Während die Treibertransistoren Q16/Q24 auf den Endstufen-Keramikträgern platziert sind, befinden sich die zugehörigen Emitterwiderstände auf der Steuerungsbaugruppe (+OUT / Pre_H und -OUT / Pre_L). Der Kondensator an der oberen Kante stabilisiert die Spannung der Ruhestromeinstellung.

Der Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q34 ist der Kondensator C34 parallel geschaltet. Wie beim Transistor Q1 entprellt die Kapazität die Schutzfunktionen der Lowside-Endstufe. Der Kondensator der Lowside ist allerdings etwas größer als der Kondensator der Highside.

Im Zusammenhang mit der Schutzschaltung wurde zusätzlich der als Diode verschaltete Transistor D34 eingefügt. Die Diode befindet sich zwischen dem Basispotential der Spannungsverstärker-Stromsenke und dem -OUT-Potential. Sie verhindert, dass die Transistoren der Lowside-Endstufe in Sättigung gehen. Fällt das Ausgangspotential auf ein sehr niedriges Niveau, so fließt ein Strom über die Diode D34, was die Aussteuerung der Stromsenke und damit die Austeuerung der Lowside-Endstufe reduziert.
Kommt es zu einem Überstrom- oder einem Übertemperaturereignis in der Highside-Endstufe, so wird das Steuersignal der Spannungsverstärkerstufe abgeleitet. Der Strom der zugehörigen Stromsenke bleibt aber konstant und fließt im schlechtesten Fall vollständig durch die Lowside-Endstufe. Der relativ hohe Strom kann die Transistoren in den Sättigungsbetrieb treiben. In diesem Arbeitspunkt befinden sich viel mehr freie Ladungsträger in den Transistoren als im normalen Betrieb, was zu einer erhöhten Abschaltzeit führt. Die großen Transistoren verschlechtern die Situation weiter. Durch das vorübergehend verschlechterte Schaltverhalten ergeben sich mindestens zusätzliche Signalverzerrungen. Im schlechtesten Fall sind für eine gewisse Zeit gleichzeitig Highside- und Lowside-Endstufe leitend, so dass sich über die Halbbrücke ein zusätzlich belastender Kurzschlussstrom einstellt.

Mit dem Transistor Q30 kam in der der Lowside-Temperaturschutzschaltung nochmal eine etwas andere Transistor-Bauform zum Einsatz.

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