Der LTC1051 enthält zwei sogenannte Zero-Offset-Operationsverstärker. Ursprünglich hat man lediglich versucht die Offsetspannung und den Offsetdrift von Operationsverstärkern mit Schaltungstechnik und besseren Halbleiterprozessen zu optimieren. Dazu kommt oft ein Abgleich bei der Herstellung der Bauteile. Zuerst hat man dazu nur Widerstände angepasst. Das erfolgt entweder durch das Trimmen mit einem Laser oder durch das Aktivieren oder Deaktivieren von Widerständen über Fuses. Mittlerweile enthalten manche Operationsverstärker Speicherelemente, die bei der Produktion mit Korrekturwerten belegt werden und dann die entsprechende Offsetkorrektur in der Schaltung einstellen.
Zero-Offset-Operationsverstärker sind dagegen so aufgebaut, dass sie andauernd ihren aktuellen Offset korrigieren. Dafür existieren zwei Techniken. Auto-Zero-Operationsverstärker arbeiten nach einem Sample&Hold-Prinzip, bei dem Offsetspannungen zyklisch bestimmt und dann zur Korrektur genutzt werden. Bei Chopper-Operationsverstärkern erfolgt eine Modulation und eine Demodulation des Signals. In der Praxis tauschen üblicherweise Schaltergruppen am Eingang und am Ausgang eines Operationsverstärkers das Nutzsignal über Kreuz. Richtig umgesetzt kompensiert sich so die Offsetspannung. Die realen Umsetzungen sind teilweise sehr unterschiedlich und es existieren auch Kombinationen der beiden Techniken. Oftmals werden die Bezeichnungen vermischt oder falsch verwendet.
Zero-Offset-Operationsverstärker bieten außergewöhnliche Offsetwerte. Sie sind üblicherweise auch robuster gegenüber Störungen der Versorgungsspannung. Herausforderungen sind die zusätzlichen Analogschalter im Signalpfad. Je nach Schaltung werden zusätzliche Kapazitäten benötigt, deren Eigenschaften kritisch sind. Abhängig vom Konzept entstehen zusätzliche hochfrequente Störungen im Bereich der Schaltfrequenz, Mischprodukte oder die Rauschdichte bei niedrigen Frequenzen steigt an.
Die Offsetspannung des LTC1051 beträgt typischerweise +/-0,5µV, maximal +/-5µV. Der durchschnittliche Temperaturdrift wird typischerweise mit 0µV/°C angegeben und kann maximal +/-0,05µV/°C betragen. Um das Rauschen möglichst niedrig zu halten, haben Zero-Offset-Operationsverstärker oft einen etwas höheren Betriebsstrom. Für den LTC1051 ist 1mA pro Operationsverstärker spezifiziert. Das Datenblatt gibt die Grenzfrequenz mit typischerweise 2,5MHz an. Die maximale Slewrate beträgt 4V/µs.
Die obige Anzeige hat Linear Technology im Jahr 1990 in der Zeitschrift EDN veröffentlicht. Sie zeigt die verschiedenen Varianten dieser Operationsverstärkerfamilie. Hier werden die Operationsverstärker als "Chopper" bezeichnet. Im Datenblatt des LTC1051 ist die Einordnung weniger deutlich, es wird aber immer eine Nähe zu Chopper-Operationsverstärkern suggeriert. Der LTC1052 wird in seinem Datenblatt ganz klar als Chopper-Operationsverstärker bezeichnet.
Das Datenblatt des LTC1051 enthält keine Details zur Funktionsweise. Es werden lediglich immer wieder Sample&Hold-Kondensatoren erwähnt. Wie sich noch zeigen wird, entspricht die Architektur des LTC1051 dem LTC1052, dessen Datenblatt ein Blockschaltbild enthält. Beim LTC1051 sind die Kondensatoren Ca und Cb lediglich integriert, während sie beim LTC1502 extern ergänzt werden müssen.
Hier zeigt sich, dass es sich beim LTC1051 nicht um einen Chopper-, sondern um einen Auto-Zero-Operationsverstärker handelt. Das Signal durchläuft nicht Modulation und Demodulation. Stattdessen wird der aktuelle Offsetwert in einem Kondensator abgespeichert und zur Korrektur verwendet, während ein weiterer Kondensator den aktuellen Wert des Nutzsignals hält. Neben dem Auto-Zero-Pfad beinhaltet der LTC1051 einen Parallelpfad für höhere Frequenzen. Diesen Typ Operationsverstärker bezeichnet man als "Auto-Zero stabilisiert".
Befinden sich die Schalter in der oben dargestellten Stellung, dann sind die Eingänge des Verstärkers gm1 kurzgeschlossen. Dieser Verstärker besitzt üblicherweise einen hohen Verstärkungsfaktor, so dass es ausreicht dessen Offsetspannung zu kompensieren. Der Kondensator Ca speichert den Wert der verstärkten Offsetspannung. In der zweiten Phase werden alle Schalter umgeschaltet. Der Verstärker gm1 verarbeitet jetzt das Eingangssignal. Das Ausgangssignal des Verstärkers gm1 enthält dessen verstärkte Offsetspannung. Diese Offsetspannung ist im Kondensator Ca gespeichert und wird über den Verstärker gm3 subtrahiert. Das nun unverfälschte, verstärkte Nutzsignal wird über den Verstärker gm2 gepuffert und in den Kondensator Cb, den Sampling-Kondensator geladen. Der Verstärker gm4 ist ein weiterer Pufferverstärker. Der Verstärker gm5 ist der Ausgangspuffer.
Das Nutzsignal darf keine zu hohen Frequenzanteile enthalten. Der Samplingvorgang erzeugt Mischfrequenzen. Wenn Frequenzen eingespeist werden, die sich in der Nähe der Samplingfrequenz befinden, fallen die Mischprodukte besonders störend auf. Der Verstärker gm6 stellt mit den Kondensatoren C1 und C2 einen Parallelpfad für hochfrequente Signalanteile dar und erfüllt in diesem Zusammenhang zwei Aufgaben. Zum einen sorgt der Verstärker gm6 dafür, dass der LTC1051 auch höhere Frequenzen verarbeiten kann. Gleichzeitig verhindert der HF-Pfad, dass die höheren Frequenzen die Samplingschaltung erreichen. Bei hohen Frequenzen fließt ein Strom über den Kondensator C1, reduziert den Eingangspegel am Verstärker gm2 und somit den Verstärkungsfaktor des Auto-Zero-Pfads.
Das Die ist mit den Abmessungen 3,4mm x 2,5mm relativ groß. Dieses Bild ist in höherer Auflösung verfügbar: 11MB
Das Design stammt offensichtlich aus dem Jahr 1997. Außerdem sind die Revisionen von acht Masken zu erkennen. Die Tatsache, dass diese Operationsverstärkerfamilie bereits 1990 beworben wurde und die Masken alle eine A-Revision aufweisen spricht dafür, dass das Design in der Zwischenzeit einmal komplett überarbeitet wurde.
Die zwei Operationsverstärker sind verhältnismäßig symmetrisch aufgebaut. Einen Großteil der Fläche nehmen die Kondensatoren ein, die beim LTC1052 extern angeschlossen werden müssen. Im unteren Bereich des Dies ist der Taktgenerator integriert.
Im unteren Bereich befinden sich außerdem drei ungenutzte Bondpads. Es handelt ich um zusätzliche Möglichkeiten die Versorgungspotentiale anzubinden. Das Bondpad in der oberen linken Ecke ist über eine Fuse mit einem Testpad verbunden. Für was genau diese Fuse genutzt werden könnte bleibt unklar.
Die Schaltung entspricht dem Blockschaltbild im Datenblatt des LTC1052. Das Datenblatt gibt an, dass es für eine ordnungsgemäße Funktion die Verstärkungsfaktoren der Verstärker gm1 und gm6 möglichst gleich sein müssen. Außerdem handelt es sich um die Verstärkerstufen mit den hohen Verstärkungsfaktoren. Entsprechend sind diese beiden Bereiche verhältnismäßig groß und gleich aufgebaut.
"magic" aus dem EEVblog-Forum hat für den LTC1051 einen Schaltplan erstellt, der die Funktionsweise noch detaillierter aufzeigt.
Die Eingangstransistoren und die Stromspiegel der Verstärker gm1 und gm6 besitzen einen speziellen Aufbau, damit sie durch thermische Gradienten möglichst wenig beeinflusst werden. Der hier abgebildete Ausschnitt zeigt die zwei Eingangstransistoren des Verstärkers gm1. Die acht Gate-Elektroden sind abwechselnd mit dem einen und mit dem anderen Eingangspotential verbunden. Das Muster lautet +/-/-/+/+/-/-/+.
Die großen Kondensatoren bestehen offensichtlich aus drei Schichten, um eine hohe Kapazität darstellen zu können.
Das Datenblatt unterstreicht, dass die Kondensatoren C1 und C2 möglichst gleich sein müssen. Aus diesem Grund ist es auf den ersten Blick sehr verwunderlich, dass sich parallel zum Kondensator C1 ein großer MOSFET befindet, der nur eine zusätzliche Kapazität darstellt. Betrachtet man den detaillierten Schaltplan, so wird klar, dass der MOSFET die parasitäre Kapazität des MOSFETs M56 kompensiert.
Im Taktgenerator werden vier Taktsignale erzeugt. Zwei dieser Taktsignale dienen bei beiden Operationsverstärkern als Grundlage zur Erzeugung der Steuersignale. Die anderen beiden Taktsignale werden nicht genutzt, aber trotzdem zu beiden Operationsverstärkern geführt. Dort sind die Leitungen dann unterbrochen. Die Transistoren, die die alternativen Taktsignale entgegennehmen würden, sind mit den Versorgungspotentialen verbunden.
Die Steuerschaltung besteht aus zwei sehr ähnlichen Blöcken, die mittig miteinander verbunden sind. Sie generieren insgesamt sechs Steuersignale ("c"). Die Farben zeigen welche Steuersignale zumindest eine ähnliche Phasenlage aufweisen. Die Schalter mit dem Buchstaben "a" realisieren in Bezug auf das Blockschaltbild die obere Schalterstellung.
Am Eingang ist der Umschalter S1 aufgedoppelt, um mit parallel geschalteten PMOS- und NMOS-Transistoren einen möglichst idealen Analogschalter darzustellen. Die Schalter S2 und S3 bieten jeweils rechts und links zusätzliche Schalter, die nicht verwendet werden. Offensichtlich hat man sich hier einige Optionen offengehalten, um das Schaltverhalten anzupassen.
Der Taktgenerator ist zweigeteilt. Rechts des Bondpads wird der Takt erzeugt, der links des Bondpads aufbereitet wird. Der linke große Kondensator ermöglicht es über die Verbindungen in der Metalllage die wirksame Kapazität anzupassen. Wahrscheinlich lässt sich darüber der Tastgrad anpassen. Das wäre plausibel, da bei der Ansteuerung der Umschalter eine ausreichende Totzeit eingehalten werden muss.
